3선식 PT100 정전류 구동 AFE 설계(TLV9062 + INA826)

서론

지금까지 우리는 PT100 온도센서를 STM32 ADC로 직접 읽기 위한 아날로그 프론트 엔드(AFE)를 설계하고, 실제 보드를 제작하여 검증하는 과정을 여러 편에 걸쳐 다루었습니다. 기존 방식은 MAX31865와 같은 전용 RTD 인터페이스 IC를 사용하지 않고, 간단한 전압 분압 회로와 증폭기를 이용해 PT100의 저항 변화를 전압으로 변환하는 구조였습니다.

이 방식은 회로가 단순하고 부품 비용이 낮으며 MCU의 ADC만으로 구현할 수 있다는 장점이 있습니다. 특히 2선식 PT100 구성에서는 구현이 매우 간단하여 소형 시스템이나 비용 민감형 제품에 적합합니다. 반면, 리드선 저항의 영향과 전압 분배 방식의 구조적 한계로 인해 측정 정밀도 측면에서는 다소 아쉬운 부분이 있습니다.

이번 글에서는 이러한 한계를 개선하기 위해 3선식 PT100 기반의 정전류 구동 방식 AFE를 설계해 보겠습니다. 정전류를 이용하면 PT100 양단의 전압이 저항값에 정확히 비례하게 되며, 3선식 구조를 적용하면 배선 저항 오차를 효과적으로 보상할 수 있습니다. 또한, Instrumentation Amplifier와 일반 Op-Amp를 조합하여 보다 안정적이고 정밀한 온도 측정 회로를 구현하는 방법을 살펴보겠습니다.

왜 3선식 PT100 인가?

2선식의 한계

2선식 PT100 방식은 가장 단순한 구조입니다. 센서 양단에 두 개의 선만 연결하면 되므로 회로 구성이 쉽고 배선 비용도 적게 듭니다. 소형 장비나 저비용 시스템에서는 여전히 널리 사용되는 방식입니다.

하지만 PT100은 저항 변화량 자체가 매우 작기 때문에, 배선 저항이 측정값에 직접 영향을 준다는 구조적인 한계가 있습니다.

PT100의 기준 저항은 0°C에서 100Ω이며, 온도가 1°C 변할 때 저항 변화량은 약 0.385Ω 정도입니다.

이 말은 배선 저항이 단지 0.385Ω만 추가되어도 약 1°C의 오차가 발생할 수 있다는 뜻입니다.

예를 들어:

• 리드선1 = 0.5Ω
• PT100 = 100Ω
• 리드선2 = 0.5Ω

이면:

즉 총 1Ω가 추가됩니다.

이것을 온도로 환산하면:

즉 약 2.6°C 오차입니다.

이러한 오차는 온도가 낮을수록 상대적으로 더 크게 영향을 주며, 배선 길이가 길거나 접촉 저항 변화가 있는 환경에서는 더욱 불안정해질 수 있습니다.

또한 PT100은 일반적으로 정전류를 흘려 작은 전압을 측정하는 방식으로 사용되는데, 이 전압 자체가 매우 작습니다.

예를 들어 1mA의 정전류를 흘릴 경우 0°C에서 발생하는 전압은 다음과 같습니다.

100mV 수준의 작은 신호에서는 배선 저항, 노이즈, 접촉 불량 등의 영향이 더욱 크게 나타납니다.

결국 2선식 구조는 회로가 단순하고 구현이 쉽다는 장점이 있지만, 정밀 온도 측정이 필요한 경우에는 구조적으로 한계가 있습니다. 이러한 문제를 개선하기 위한 현실적인 방법이 바로 3선식 보상 방식입니다.

3선식 보상 원리

2선식 PT100의 가장 큰 문제는 리드선 저항이 측정값에 직접 포함된다는 점입니다. 이 문제를 개선하기 위해 산업 현장에서 널리 사용하는 방식이 바로 3선식 PT100 방식입니다.

3선식 구조는 PT100에 세 개의 선을 연결합니다. 겉보기에는 단순히 선이 하나 더 늘어난 것처럼 보이지만, 측정 원리는 2선식과 상당히 다릅니다.

기본 개념은 전류를 흘리는 선(Force Path) 과 전압을 측정하는 선(Sense Path) 을 분리하는 것입니다.

위 그림에서 빨간색 선은 정전류가 흐르는 경로이며, 파란색 선은 전압 측정을 위한 센스 경로입니다.

정전류는 Force+ (A)에서 PT100으로 들어가고, Force− (B)를 통해 다시 정전류 싱크 회로로 돌아갑니다. 이 과정에서 리드선 저항에 의한 전압 강하가 발생합니다.

하지만 실제 측정은 Force+ (A)와 Sense (C) 사이의 전압 차를 이용합니다.

여기서 중요한 점은 Sense 선(C)은 측정 입력으로만 사용되며, 입력 임피던스가 매우 높은 차동 증폭기 입력단에 연결된다는 것입니다.

사용되는 차동 증폭기인 INA826 의 입력 전류는 거의 0에 가깝기 때문에 Sense 선에는 사실상 전류가 흐르지 않습니다.

따라서 Sense 선 자체의 리드선 저항에서는 전압 강하가 거의 발생하지 않습니다.

그러므로 측정되는 전압은 PT100 양단 전압에 매우 가깝게 됩니다.

즉, Force− 경로(B)의 리드선 전압 강하는 측정 루프에 포함되지 않으며, PT100의 저항 변화만 보다 정확하게 측정할 수 있게 됩니다.

결과적으로 3선식 구조는 다음과 같은 장점을 가집니다.

• 리드선 저항 오차 감소
• 긴 배선 환경에서도 정밀도 유지
• 산업 환경에서 높은 안정성 확보

물론 가장 이상적인 방식은 4선식(Kelvin 측정)이지만, 비용과 회로 복잡도를 고려하면 3선식 방식은 정밀도와 구현 난이도의 균형이 매우 뛰어난 방식이라고 할 수 있습니다.

설계방향 및 전체구조

전체 설계 목표

이번 3선식 PT100 AFE 설계의 목표는 단순히 PT100의 저항값을 읽는 것이 아니라, STM32 ADC로 직접 정밀한 온도 측정을 구현할 수 있는 안정적인 아날로그 프론트 엔드(AFE)를 구성하는 것입니다.

기존 2선식 전압 분배 방식은 회로가 단순하고 구현이 쉬운 장점이 있었지만, 리드선 저항 오차와 분압 구조의 비선형성으로 인해 정밀 측정에는 한계가 있었습니다.

이번 설계에서는 이러한 문제를 개선하기 위해 다음과 같은 목표를 설정하였습니다.

일정한 정전류 공급

PT100은 저항형 센서이므로, 측정 전압이 저항값에 정확히 비례하도록 하려면 안정적인 정전류 공급이 필요합니다.

기본 관계는 다음과 같습니다.

전류 I가 일정하면 PT100의 저항 변화는 그대로 전압 변화로 나타나므로 ADC 측정과 온도 환산이 단순해집니다.

이번 설계에서는 약 1mA 수준의 정전류를 목표로 하였습니다.

이 전류 값은 PT100의 자기 발열(Self-heating)을 최소화하면서 충분한 측정 전압을 확보할 수 있는 현실적인 값입니다.

3선식 리드선 오차 보상

산업 현장에서는 센서와 제어 보드 사이의 거리가 길어지는 경우가 많습니다.

이 경우 리드선 저항은 무시할 수 없는 수준이 되며, 온도 오차의 원인이 됩니다.

3선식 구조를 적용하여 Force Path와 Sense Path를 분리함으로써 리드선 저항 영향을 최소화하는 것을 목표로 하였습니다.

ADC 입력 전압 범위 최적화

STM32 MCU의 ADC 입력 범위는 일반적으로 0V ~ 3.3V입니다.

따라서 PT100에서 발생하는 수십~수백 mV 수준의 작은 신호를 그대로 입력하면 ADC 분해능을 충분히 활용하기 어렵습니다.

이를 해결하기 위해 차동 증폭기를 사용하여 측정 신호를 적절한 범위로 증폭하는 구조를 채택하였습니다.

사용한 차동 증폭기는 INA826 입니다.

이를 통해 ADC 분해능을 최대한 활용할 수 있도록 설계하였습니다.

실용성과 부품 수급성 고려

고정밀 측정 회로는 설계가 복잡해질수록 구현 난이도와 비용이 증가합니다.

이번 설계에서는 고가의 전용 RTD 인터페이스 IC 대신 범용 Op-Amp인 TLV9062 와 차동 증폭기 INA826 를 조합하여 비교적 단순하면서도 정밀한 측정 구조를 구현하는 것을 목표로 하였습니다.

이 방식은 부품 수급성과 유지보수 측면에서도 유리합니다.

결과적으로 이번 설계의 목표는 정확성, 안정성, 실용성의 균형을 맞춘 PT100 측정용 AFE를 구현하는 것입니다.

전체 회로 구조

3선식 PT100 AFE의 전체 회로 구조는 기준전압 생성, 정전류원 구성, PT100 센싱, 차동 증폭, ADC 입력 필터의 다섯 개 블록으로 구성됩니다.

아래는 전체 회로 구조를 표현하는 다이어그램 입니다.

먼저 기준전압 생성 블록은 정전류원의 기준이 되는 안정적인 기준전압을 만들어 전체 측정 정확도의 기반이 됩니다. 이 기준전압을 바탕으로 Op-Amp를 이용한 정전류원 블록이 PT100에 일정한 전류를 공급하게 되며, PT100의 저항 변화는 이에 비례하는 전압 변화로 변환됩니다.

이후 3선식 PT100 센싱 블록에서는 Force Path와 Sense Path를 분리하여 리드선 저항에 의한 측정 오차를 줄이고, 센서 양단의 실제 전압을 보다 정확하게 추출합니다. 이렇게 얻어진 미세한 전압 신호는 차동 증폭 블록에서 적절한 수준으로 증폭되어 MCU의 ADC 입력 범위에 맞게 조정됩니다.

마지막으로 ADC 입력 필터 블록에서는 외부 노이즈와 스위칭 잡음을 줄여 ADC 변환 안정성을 높이도록 구성하였습니다.

전체적으로 이 회로는 정확한 정전류 구동, 리드선 저항 보상, 저레벨 신호 증폭, 노이즈 필터링이라는 네 가지 핵심 기능을 통해 PT100 온도 측정의 정밀도와 안정성을 높이도록 설계되었습니다.

회로 설계

정전압원 설계

PT100 정전류 구동 회로에서 가장 중요한 요소 중 하나는 안정적인 기준전압입니다. 정전류원의 출력 전류는 기준전압에 의해 결정되기 때문에, 기준전압이 흔들리면 PT100에 공급되는 전류도 함께 변하게 되고 결국 측정 정확도에 직접 영향을 미치게 됩니다.

이번 설계에서는 기준전압 소자로 LM4040 을 사용하였습니다.

LM4040 는 정밀 션트 레퍼런스(Shunt Reference) 소자로, 안정적인 기준전압을 제공하며 온도 변화에 따른 드리프트가 작아 정밀 측정 회로에 적합합니다.

회로에서 입력 전원은 3.3V이며, 저항 Rbias를 통해 LM4040에 동작 전류를 공급하여 약 2.048V의 기준전압을 생성합니다.

이때 Rbias에 흐르는 전류는 LM4040 동작 전류와 부하 전류로 분배됩니다.

여기서:

• IZ: LM4040 동작 전류
• IL: 분압기 부하 전류

LM4040에서 생성된 2.048V 기준전압은 다시 저항 분배기(R1, R2)를 통해 약 100mV 수준의 기준전압으로 낮추어 사용합니다.

분압 관계는 다음과 같습니다.

이번 설계에서는:

• R1 = 19.1kΩ
• R2 = 1kΩ

를 사용하여 다음과 같은 기준전압을 얻도록 구성하였습니다.

이 기준전압은 이후 Op-Amp 정전류원 블록의 기준 입력으로 사용되며, PT100 구동 전류를 결정하는 기준이 됩니다.

예를 들어 설정 저항을 100Ω으로 구성하면 공급 전류는 약 1mA 수준으로 결정됩니다.

이 구조는 기준전압 생성과 전류 설정이 명확하게 분리되어 있어 설계 변경이나 보정이 쉽다는 장점이 있습니다.

다음 절에서는 이 기준전압을 이용하여 Op-Amp와 MOSFET으로 정전류원을 구성하는 방법을 살펴보겠습니다.

OP Amp를 이용한 정전류원 설계

기준전압이 준비되었다면, 다음 단계는 이를 이용하여 PT100에 일정한 전류를 공급하는 정전류원을 구성하는 것입니다.

이번 회로에서는 Op-Amp와 MOSFET을 이용한 정전류 싱크(Current Sink) 구조를 사용하였습니다.

사용한 Op-Amp는 TLV9062 입니다.

TLV9062 는 Rail-to-Rail 입력 및 출력 특성을 가지며, 단일 전원 환경에서도 안정적으로 동작할 수 있어 저전압 정밀 측정 회로에 적합합니다.

정전류원의 동작 원리는 Op-Amp의 피드백 제어에 기반합니다.

Op-Amp는 기준전압과 검출 저항 양단 전압을 비교하여 MOSFET의 Gate 전압을 조절합니다.

여기서 중요한 점은 MOSFET를 일반적인 스위칭 소자로 사용하는 것이 아니라, 선형 동작 영역(Linear Region)에서 가변 저항처럼 동작하도록 사용하는 것입니다.

아래 그래프를 보면 MOSFET는 Gate 전압에 따라 Drain 전류가 변화하며, Op-Amp의 피드백 제어에 의해 원하는 전류값으로 자동 조정되는 것을 이해할 수 있습니다.

이러한 선형 동작 특성을 이용하여 Op-Amp는 MOSFET Gate 전압을 연속적으로 조절하고, 그 결과 검출 저항 양단 전압이 기준전압과 같아지도록 피드백 제어가 이루어집니다.

즉,

즉 Op-Amp는 MOSFET Gate 전압을 자동으로 조절하여 검출저항 Rsense 양단 전압이 기준전압과 같아지도록 제어합니다.

이때 검출저항에 흐르는 전류는 다음과 같이 결정됩니다.

이번 설계에서는:

로 설정하였기 때문에 공급 전류는 다음과 같습니다.

즉 PT100에는 약 1mA의 일정한 전류가 흐르게 됩니다.

이 방식의 가장 큰 장점은 PT100 저항이 변화하더라도 전류값이 거의 일정하게 유지된다는 점입니다.

따라서 PT100 양단 전압은 저항값에 직접 비례하게 됩니다.

예를 들어 PT100이 100Ω일 경우:

온도가 올라가 PT100 저항이 증가하면 전압도 비례하여 증가하게 됩니다.

또한 MOSFET을 사용함으로써 Op-Amp 출력단의 전류 부담을 줄일 수 있고, 보다 안정적인 전류 제어가 가능해집니다.

이렇게 구성된 정전류원은 이후 3선식 PT100 연결 구조와 결합되어 보다 정확한 온도 측정의 기반이 됩니다.

Op-Amp 기반 정전류원 설계 원리에 대해 더 자세히 알고 싶다면 아래 참고 자료를 함께 살펴보는 것도 도움이 됩니다.
Design a Voltage Controlled Current Source Circuit using Op-Amp

3선식 PT100 연결 구조

앞 절에서 설명한 것처럼 3선식 PT100는 Force Path와 Sense Path를 분리하여 리드선 저항에 의한 측정 오차를 줄이는 구조입니다. 이번 회로에서는 이 원리를 실제 회로에 적용하여 PT100 양단 전압을 보다 정확하게 추출하도록 구성하였습니다.

PT100은 세 개의 리드선을 통해 회로와 연결됩니다.

• 리드선 A (Force+) : 정전류 공급
• 리드선 B (Force−) : 정전류 복귀
• 리드선 C (Sense) : 전압 측정용 센스 라인

정전류원 블록에서 생성된 약 1mA의 정전류는 리드선 A를 통해 PT100으로 공급되고, 리드선 B를 통해 NMOS 전류 싱크 회로로 돌아오게 됩니다.

이 과정에서 PT100에는 저항값에 비례하는 전압이 형성됩니다.

여기서 중요한 점은 실제 측정에 사용되는 센스 라인(C)입니다.

센스 라인은 차동 증폭기 INA826 의 입력단으로 연결되며, 매우 높은 입력 임피던스를 가지기 때문에 거의 전류가 흐르지 않습니다.

따라서 센스 라인에서는 리드선 저항에 의한 전압 강하가 거의 발생하지 않습니다.

실제 측정 전압은 리드선 A와 리드선 C 사이의 전압 차로 구성됩니다.

이 전압은 PT100 양단 전압에 매우 가까우며, Force− 경로(B)에서 발생하는 리드선 전압 강하는 센스 기준점(C) 이전에서 이미 분리되므로 측정 전압 계산에 직접 포함되지 않습니다.

결과적으로 PT100의 저항 변화만 보다 정확하게 추출할 수 있으며, 긴 배선 환경에서도 측정 오차를 줄일 수 있습니다.

이렇게 추출된 PT100의 미세 전압 신호는 다음 단계에서 차동 증폭기 INA826 를 통해 MCU ADC 입력에 적합한 수준으로 증폭됩니다.

차동 증폭기(INA826) 설계

PT100 양단에서 추출된 전압은 수십 mV에서 수백 mV 수준으로 매우 작은 신호입니다. 이러한 신호를 STM32 ADC에서 직접 측정하면 ADC 전체 입력 범위를 충분히 활용하기 어렵고, 분해능 측면에서도 비효율적입니다.

이를 해결하기 위해 이번 설계에서는 Instrumentation Amplifier인 INA826 를 사용하여 PT100의 미세 전압 신호를 증폭하도록 구성하였습니다.

INA826 는 높은 입력 임피던스와 우수한 공통모드 제거비(CMRR)를 가지므로 저레벨 차동 신호 증폭에 적합합니다.

이번 회로에서는 Force+와 Sense− 사이의 전압 차를 INA826 입력으로 받아 차동 증폭하도록 구성하였습니다.

INA826의 증폭률은 외부 Gain 저항 RG에 의해 결정됩니다.

이번 설계에서는 약 16배 증폭률을 목표로 하였으며, 이에 따라 Gain 저항은 다음과 같이 선정하였습니다.

PT100에 1mA의 정전류가 공급될 경우, 0°C 기준 PT100 전압은 다음과 같습니다.

이를 16배 증폭하면 출력 전압은 다음과 같습니다.

예를 들어 온도가 상승하여 PT100 저항이 150Ω가 되면:

이를 증폭하면 출력 전압은 다음과 같습니다.

즉 PT100의 온도 변화 범위를 STM32 ADC 입력 범위(0~3.3V) 안에서 충분히 활용할 수 있도록 설계할 수 있습니다.

이 방식은 ADC 분해능을 높이고, 미세한 온도 변화까지 보다 안정적으로 검출할 수 있도록 도와줍니다.

ADC 입력 필터 설계

INA826 에서 증폭된 출력 신호는 최종적으로 STM32 ADC 입력으로 전달됩니다.
이때 신호가 이미 증폭된 상태이기 때문에, 외부 노이즈나 스위칭 잡음이 함께 유입되면 ADC 값이 흔들릴 수 있습니다. 따라서 ADC 입력 앞에는 간단한 RC 저역통과 필터를 배치하여 고주파 노이즈를 줄이도록 구성하였습니다.

이번 회로에서는 INA826 출력과 STM32 ADC 입력 사이에 직렬 저항을 넣고, ADC 입력단에서 GND로 커패시터를 연결하는 구조를 사용합니다.

이 구조는 고주파 성분을 GND로 우회시키고, ADC에는 비교적 안정된 저주파 신호만 전달되도록 합니다.

PT100 온도 변화는 일반적으로 수백 ms 이상의 느린 신호이므로, 빠른 응답 속도보다 ADC 값의 안정성과 노이즈 제거가 더 중요합니다.

필터의 차단 주파수는 다음과 같이 계산할 수 있습니다.

​

예를 들어 Rfilter를 1kΩ, Cfilter를 100nF로 선택하면

 즉, 차단 주파수는 약 1.6kHz가 됩니다. 이 정도면 온도 측정 신호에는 거의 영향을 주지 않으면서, 고주파 노이즈를 줄이는 데 도움이 됩니다.

또한 직렬 저항은 ADC 입력 보호 역할도 일부 수행합니다. 외부 노이즈나 순간적인 전압 변화가 발생했을 때 ADC 입력으로 직접 큰 전류가 흘러 들어가는 것을 제한할 수 있습니다.

ADC 입력 필터는 증폭 회로처럼 신호 크기를 변화시키지는 않지만, 실제 장비 환경에서 측정값의 안정성과 반복성을 높이는 중요한 역할을 합니다.

전체 회로 구성 및 예상 동작 분석

지금까지 설명한 기준전압 생성, 정전류 구동, 3선식 센싱, 차동 증폭, ADC 필터를 하나의 회로로 통합하면 아래와 같은 구조가 됩니다.

전체 회로의 예상 동작을 계산하기 위한 주요 조건은 다음과 같습니다.

• 정전류: 1mA
• PT100 기준 저항 (0°C): 100Ω
• INA826 증폭률: 16배
• STM32 ADC 기준전압: 3.3V
• ADC 분해능: 12bit (4096 step)

먼저 PT100에 흐르는 정전류는 1mA로 고정되어 있으므로, PT100 양단 전압은 저항값에 직접 비례하게 됩니다.

0°C에서 PT100은 100Ω이므로:

이를 INA826에서 16배 증폭하면:

즉 0°C에서 ADC 입력 전압은 약 1.6V가 됩니다.

STM32 ADC 값으로 환산하면:

따라서:

온도가 상승하여 PT100 저항이 증가하는 경우도 계산해 보면 다음과 같습니다.

예를 들어 PT100이 150Ω인 경우:

증폭 후 출력 전압은:

ADC 값은:

이를 정리하면 다음과 같습니다.

PT100 저항	PT100 전압	증폭 출력	ADC 예상값
100Ω	100mV	1.6V	1985
120Ω	120mV	1.92V	2382
150Ω	150mV	2.4V	2978

이 계산 결과를 보면 PT100의 온도 변화가 STM32 ADC 입력 범위 안에서 충분히 활용 가능한 전압 범위로 변환됨을 확인할 수 있습니다.

즉 이번 설계는 정전류 구동 → 리드선 보상 → 차동 증폭 → ADC 최적화라는 흐름을 통해 PT100 온도 측정을 보다 정밀하고 안정적으로 수행할 수 있도록 구성되었음을 알 수 있습니다.

결론

이번 글에서는 3선식 PT100 기반의 정전류 구동 AFE(Analog Front End)를 설계하는 과정을 정리해 보았습니다.

기존에 다루었던 2선식 전압 분배 방식은 회로가 단순하고 구현 비용이 낮다는 장점이 있었지만, 리드선 저항 오차와 측정 정밀도 측면에서는 한계가 있었습니다.

이를 개선하기 위해 이번 설계에서는 LM4040 기반의 기준전압 생성, TLV9062를 이용한 정전류원 구성, 3선식 PT100 연결 구조, INA826을 이용한 차동 증폭, 그리고 ADC 입력 필터까지 포함하는 구조로 보다 정밀한 측정 회로를 구성하였습니다.

특히 정전류 구동 방식은 PT100 저항 변화가 전압 변화에 직접 비례하도록 만들어 계산이 단순하고 선형성이 우수하며, 3선식 구조는 리드선 저항 오차를 줄여 보다 안정적인 온도 측정을 가능하게 합니다.

또한 INA826을 이용한 차동 증폭을 통해 작은 PT100 신호를 STM32 ADC 입력 범위에 적합한 수준으로 확장함으로써 ADC 분해능을 보다 효과적으로 활용할 수 있도록 하였습니다.

이번 글에서는 회로 설계와 이론적 계산을 중심으로 살펴보았으며, 다음 글에서는 실제 PCB 제작과 측정 실험을 통해 설계값과 실제 측정값이 얼마나 일치하는지 검증해 볼 예정입니다.

이 과정을 통해 MAX31865와 같은 전용 RTD 인터페이스 IC 없이도 범용 Op-Amp와 차동 증폭기만으로 충분히 정밀한 PT100 측정 시스템을 구현할 수 있음을 확인할 수 있을 것입니다.

PT100 Temperature Measurement Series
PT100 온도 측정을 위한 아날로그 프론트엔드 설계부터 STM32 ADC Polling, Time-Distributed Sampling, ADC DMA 구현, 3선식 PT100 정전류 구동까지 단계별 실험 및 설계 과정을 정리한 시리즈입니다.

1편: PT100 온도 측정을 위한 AFE(Analog Front End) 설계
PT100 온도 측정을 위한 AFE(Analog Front End) 설계

2편: STM32F103 ADC로 PT100 신호 읽기 (Polling 방식 실험)
STM32F103 ADC로 PT100 신호 읽기(폴링 방식 실험)

3편: STM32 ADC 분산 샘플링(Time-Distributed Sampling) 설계 방법
STM32 ADC 분산 샘플링(Time-Distributed Sampling) 설계 방법

4편: STM32 ADC DMA를 이용한 PT100 온도 측정 구현
STM32 ADC DMA를 이용한 PT100 온도 측정 구현

5편: 3선식 PT100 정전류 구동 AFE 설계(TLV9062 + INA826)